دینامیکی با یا بدون ورودی های کنترلی و اغتشاش یک نیاز اساسی برای مقادیر عملی آن به ویژه در اکثر کاربرد های جهان واقعی محسوب میشود. میتوان گفت پایداری به این معناست که خروجی های سیستم و سیگنال های درونی آن در حدودی قابل قبول محدود باشند (اصطلاحاً پایداری ورودی محدود- خروجی محدود) و یا میتوان گفت خروجی های سیستم به یک حالت تعادل مورد نظر میل کنند (پایداری مجانبی).
مسائل پایدار سازی و کنترل سیستم های غیرخطی از جمله مهمترین مسائل موجود در تئوری کنترل میباشند. تاکاگی و سوگنو (T-S) روشی معروف جهت حل این مسئله در ]12[ ارائه کرده اند. روش آنها عبارتست از تبدیل سیستم غیرخطی اولیه به زیر مجموعه های خطی محلی بیان شده با قوانین اگر- آنگاه با استفاده از روش مدل سازی فازی و پس از آن پیاده سازی روش های طراحی کنترل سیستم های خطی و تولید یک کنترل کننده کننده جبرانسازی توزیع شده موازی (PDC)، به ]14[ مراجعه شود. کنترل کننده حاصل ترکیبی فازی از تمامی کنترل کننده های خطی محلی خواهد بود.
نه تنها پایدار سازی، بلکه عملکرد سیستم حلقه بسته نیز بایستی در یک PDC برای یک مدل فازی T-S یک سیستم غیرخطی اولیه در نظر گرفته شود. بطور خاص، برخی از محققان به طرز موفقیت آمیزی مسئله کنترل تعقیب فازی 40 را برای سیستم های غیرخطی در نظر گرفته اند. با بکار گیری این روش ها، روش های کنترلی متفاوتی توسعه داده شده اند بطوریکه سیستم حلقه بسته نهایی پایدار گردد و همچنین معیار خطای تعقیب به ازای سیگنال های مرجع و محدود کمینه میشود. در بین نتایج متعددی که برای حل این مسئله وجود دارد، چند روش مهم به چشم میخورد که به نظر میرسد جهت کار بر روی مسئله کنترل تعقیب فازی فیدبک استاتیک مناسب تر میباشند، ]3[-]1[. در این نتایج یک کنترل کننده محلی اگر- آنگاه مبتنی بر مشاهده گر41 و یک الگوریتم دو مرحله ای جهت یافتن بهره کنترل کننده ها و مشاهده گرها ارائه شده است.
علیرغم موفقیت روش های ذکر شده در بالا، همچنان مشکلاتی جهت پرداختن به آنها وجود دارد. برای سیستم های غیرخطی که پس از مدل سازی فازی T-S، با تعداد زیر سیستم های خطی اگر- آنگاه زیادی مواجه میشویم، کنترل کننده نهایی حاصل از روش های بالا بسیار پیچیده خواهد بود و پیاده سازی عملی آن محدود و گاها” غیرممکن خواهد شد.
از سوی دیگر، بکار گرفتن کنترل کننده های فیدبک استاتیک خروجی42 (SOF) برای مسائل مختلف در حوزه سیستم های فازی برای بسیاری از محققان مورد علاقه بوده است. سادگی در پیاده سازی عملی کنترل کننده های SOF انگیزش اصلی فعالیت در این زمینه میباشد. با اینحال، طراحی این دسته از کنترل کننده ها بسیار پیچیده تر از کنترل کننده های فیدبک خروجی رتبه کامل43 معمولی میباشد.
در ادامه به ارائه پاسخی برای مسئله کنترل تعقیب فازی از طریق انتخاب یک ساختار کنترل کننده SOF خواهیم پرداخت.
طراحی کنترل کننده
در این بخش به ارائه یک روش مبتنی بر LMI-LME جهت طراحی کنترل کننده SOF برای نیل به تعقیب فازی برای سیستم های غیرخطی توصیف شده با مدل تاکاگی- سوگنو T-S خواهیم پرداخت. تاکاگی و سوگنو یک مدل دینامیکی فازی به منظور به نمایش درآوردن یک سیستم غیرخطی بوسیله درون یابی تکه ای چندین مدل محلی خطی به واسطه توابع عضویت ارائه نمودند. هر مدل خطی در حقیقت توسط یک قانون اگر- آنگاه بیان میشود. اکنون ما یک سیستم غیرخطی را که میتوان آنرا توسط مدل فازی T-S زیر توصیف کرد در نظر میگیریم:
قانون شماره i سیستم:
اگر و … باشند. آنگاه:
(4-1)
که در رابطه فوق مجموعه فازی بوده و تعداد قوانین مدل میباشد. همچنین بردار حالت، ورودی کنترلی، خروجی اندازه گیری شده، به همراه و ماتریس های فضای حالت سیستم و و… متغیر های مفروض شناخته شده میباشند. همچنین اغتشاش خارجی کران دار بوده و نویز اندازه گیری کران دار است. با استفاده از فرآیند غیرفازی سازی، سیستم فازی کلی را میتوان به فرم زیر نوشت:
(4-2)
که در آن داریم:
میزان تعلق نسبی را به مشخص میکند.
اکنون یک مدل مرجع را بصورت زیر در نظر میگیریم:
(4-3)
که در آن بردار حالت مرجع بوده، یک ماتریس پایدار مجانبی را مشخص میکند و بردار خروجی میباشد و همچنین ورودی مرجع کران دار میباشد. فرض بر اینست که برای تمامی زمان های یک خط سیر مطلوب برای را به نمایش میگذارد. اکنون عملکرد تعقیب مربوط به خطای تعقیب، ، را بصورت زیر در نظر میگیریم:
(4-4)
که در آن زمان پایان کنترل است، یک ماتریس وزن دهی44 نیمه معین مثبت مشخص میباشد و برای تمامی اغتشاشات خارجی ، نویز اندازه گیری و سیگنال مرجع و همچنین سطح تضعیف45 تعیین شده میباشد. مفهوم فیزیکی رابطه (4-5) آنست که تأثیر هر بر روی خطای تعقیب بایستی تا میزانی کمتر از سطح مطلوب تضعیف گردد.
اکنون به منظور حصول چنین عملکردی اقدام به تعریف کنترل کننده فیدبک استاتیک خروجی زیر مینماییم:
قانون کنترل شماره j:
اگر و … ، آنگاه:
(4-5)
اکنون چنانچه ما قانون کنترلی (4-6) را به سیستم (4-2) اعمال کنیم سیستم حلقه بسته زیر بدست می آید. برای سادگی از به جای استفاده میکنیم.
(4-6)
که در آن داریم:
و همچنین خواهیم داشت:
(4-7)
که در آن داریم:
تعریف 4-1
سیستم فازی T-S (4-2)، مدل مرجع (4-3) و عملکرد تعقیب (4-4) را در نظر بگیرید. قانون کنترلی (4-5) یک قانون کنترلی فیدبک استاتیک خروجی برای نیل به تعقیب فازی میباشد، چنانچه (4-2) را پایدار سازد و (4-4) را برآورده نماید.
اصل 4-1
قانون کنترلی (4-5) یک قانون کنترلی فیدبک استاتیک خروجی برای نیل به تعقیب فازی میباشد چنانچه ماتریس معین مثبت وجود داشته باشد بطوریکه نامعادلات زیر برقرار باشند:
(4-8)
اثبات
تابع لیاپانوف را بصورت زیر در نظر میگیریم:
(4-9)
مشتق تابع فوق بصورت زیر خواهد بود:
(4-10)
اکنون به منظور حصول محدودیت تعقیب بر روی سیستم حلقه بسته، فرض میکنیم که از مقدار زیر کمتر باشد:
(4-11)
در نتیجه خواهیم داشت:
(4-12)
نامعادله بالا را میتوان بصورت نامعادله ماتریسی زیر نوشت:
(4-13)
از اینرو چنانچه شرایط زیر
(4-14)
برای یک مشترک برقرار باشد، نتایج زیر حاصل خواهد شد:
منفی بودن ترم در بیانگر پایداری سیستم حلقه بسته میباشد. این امر همچنین بیان میکند که برای هر سیگنال کران دار ، حالت کران دار باقی خواهد ماند.
با انتگرال گیری از (4-12) خواهیم داشت:
(4-15)
کران دار باقی خواهد ماند چرا که اثبات کردیم که سیستم حلقه بسته پایدار است و فرض نمودیم که سیگنال ورودی کران دار میباشد. از اینرو خواهیم داشت:
(4-16)
همچنین داریم:
(4-17)
در نتیجه خواهیم داشت:
(4-18)
با استدلال فوق اثبات به پایان میرسد.
اکنون هدف اصلی آن است که یک روش تک مرحله ای مبتنی بر LMI-LME جهت طراحی قانون کنترلی فیدبک استاتیک خروجی برای نیل به تعقیب فازی برای سیستم فازی T-S (4-2) و شرط (4-4) ارائه دهیم.
تئوری 4-1
سیستم فازی T-S (4-2)، مدل مرجع (4-3) و شرط تعقیب (4-4) را در نظر بگیرید. فرض کنید ماتریس های معین مثبت ، ، به ازای و ماتریس معکوس پذیر مشترک وجود داشته باشند بطوریکه نامعادلات ماتریسی خطی (4-19) تا (4-22) و معادله ماتریسی خطی (4-23) برای مقدار تعیین شده نرم یعنی در (4-4) برقرار باشند. آنگاه قانون کنترلی (4-5) را که میتوان از (4-24) بدست آورد یک قانون کنترلی فیدبک استاتیک خروجی برای نیل به تعقیب فازی میباشد.
(4-19)
که در آن داریم:
و
(4-20)
که در آن داریم:
و
(4-21)
که در آن:
و
(4-22)
و
(4-23)
آنگاه بهره کنترل کننده استاتیکی از رابطه زیر بدست می آید:
(4-24)
اثبات
تئوری1 از ]14[ بیان میدارد که نقطه تعادل سیستم فازی پیوسته با زمان توصیف شده با (4-6) بطور سراسری پایدار مجانبی46 است چنانچه وجود داشته باشد بطوریکه شروط زیر برقرار باشند:
(4-25)
که در آن:
اکنون با استفاده از متمم Schur و نتایج بالا نامعادلات ماتریسی (4-14) را میتوان بصورت زیر نوشت:
(4-26)
و
(4-27)
و
(4-28)
اکنون چنانچه نامعادله ماتریسی (4-26) را در نظر بگیریم باید به نحوی آنرا به نامعادله ماتریسی (4-19) تبدیل نماییم. برای این منظور ما ماتریس را بصورت زیر در نظر میگیریم:
(4-29)
سپس ترم های مختلف موجود در ماتریس را در آن جای گذاری مینماییم. حاصل بصورت ماتریس زیر خواهد بود:
(4-30)
اکنون با استفاده از نتایج فصل 3 یعنی جایگذاری با و با در ماتریس فوق و ساده سازی ، نامعادله ماتریسی(4-19) حاصل خواهد شد.
با روندی مشابه میتوان نامعادلات ماتریسی (4-26) و (4-27) را به ترتیب به نامعادلات (4-20) و (4-21) تبدیل نمود.
از آنجاییکه روابط (4-19) تا (4-23) بصورت نامعادلات و معادلات ماتریسی خطی به ازای یک مقدار معین از میباشند، بنابراین مسئله وجود یک قانون کنترلی فیدبک استاتیک خروجی برای نیل به تعقیب فازی برای سیستم فازی T-S به فرم (4-2) به امکان پذیر بودن روابط (4-19) تا (4-23) کاهش می یابد. پاسخ مسئله امکان پذیری LMI ها و LME نیز به سادگی توسط نرم افزار های نظیر MATLAB بدست می آید. از آنجاییکه هدف یافتن حداقل میباشد به این صورت عمل میکنیم که یک مقدار اولیه برای تعیین مینماییم، اگر به ازای آن مقدار روابط مورد نظر امکان پذیر بودند اقدام به کاهش مقدار مینماییم، به عنوان مثال مقدار آن را به نصف کاهش میدهیم و این کار را تا جایی انجام میدهیم که روابط پس از آن امکان پذیر نباشند، و به این ترتیب مقدار کمینه را خواهیم یافت. علاوه بر آن مزیت روش ارائه شده تک مرحله ای بودن آن میباشد.
اکنون با پرداختن به یک سیستم مثالی کارآمدی روش ارائه شده را به نمایش میگذاریم:
مثال 4-1
سیستم غیرخطی زیر را در نظر بگیرید:
فرض بر اینست که . سیستم غیرخطی فوق را میتوان توسط مدل فازی T-S زیر به نمایش در آورد:
قانون شماره 1: اگر در حدود باشد، آنگاه:
که در آن:
قانون شماره 2: اگر در حدود یا باشد، آنگاه:
که در آن:
باید به این مورد توجه شود که در دو مدل بالا، هر دو ماتریس ناپایدار میباشند. اکنون برای مقادیر مدل مرجع (4-3)، ما مقادیر و را انتخاب مینماییم. برای ورودی مرجع کران دار یعنی فرض میکنیم . برای ماتریس وزن دهی در (4-4) فرض میکنیم . با فرض شرایط اولیه صفر برای سیستم غیرخطی فوق نتایج زیر حاصل میگردد:
با توجه به مقادیر فوق بهره های کنترل کننده استاتیکی بصورت زیر خواهند بود:
همچنین مقدار بهینه برای برابر است با:
به منظور مشاهده عملکرد سیستم حلقه بسته، شبیه سازی در محیط Simulink صورت پذیرفت. در این شبیه سازی سیگنال های سیگنالی سینوسی برابر ، سیگنالی سینوسی

این مطلب رو هم توصیه می کنم بخونین:   منابع و ماخذ پایان نامهطول فصل رشد
دسته‌ها: No category

دیدگاهتان را بنویسید